开关电容电路构成的正弦振荡器电路图详解

1、开关电容正弦振荡器

由双二阶开关电容电路（图5.3-12c）构成的正弦振荡器如图6.2-3所示。图中运放A1、A2与电容CA、CB、CC、CD、CE和CH等组成稳定的高Q双二阶开关电容电路。若节点N1上是一方波信号，则由于双二阶电路的滤波作用，在A1或A2输出端得到正弦信号。运放和开关电容构成正反馈通路，使电路产生振荡。为说明其振荡原理，将运放A3输出端与节点N1新开。这时若在节点N1端加上一信号源电压，此电压与运放A1输出端V1电压相位相同，V1电压再经运放A2（比较器）同相放大，在其输出端为限幅的方波电压，此电压远大于N1节点上的输入信号源电压，故正反馈的环路增益大于1。因此，N1节点与A3输出端相连后，必定产生荡振，且N1节点上的电压是方波电压，其正、负电平为A3输出的限幅电平。设A3输出限幅电平是，则N1节点上的电压是幅值为土/的方波电压。开关电容正弦振荡器。下面来推导输出电压V1、V2的表示式。为了便于分析，将A3输出端与节点N1断开，并在节点N1上接入幅度为1的方波电压Vin图中的开关电容分别用等效电阻和T/Cc来表示。这样，由图6.2-3可以得到如下关系式：

由上式得二阶带通滤波器的传递函数

而标准形式的二阶带通传递函数为

令（6.2-6）式与（6.2-7）式相等，分别求得中心角频率ωo、Q以及ωo时的增益Ao：

由傅里叶分析可知，电压幅度为的方波，其基波的幅度为。因此，在ωo时，运放A1输出电压V1可写为

由（6.2-5）式可以求得的传递函数为

上式是二阶低通滤波器的传递函数，其极点频率ωo、Q值表示式与（6.2-8）式相同。在ωo时，运放A2输出电压V2表示为

运放输出端与节点N1相连后，由于构成正反馈回路，在节点N1上得到幅值为土的方波电压，此电压经高Q带通、低通滤波后，在A1输出端和A2输出端分别得到频率为ωo的正弦信号，其幅值大小由（6.2-9）式和（6.2-11）式表示。下面讨论V1、V2电压的谐波分量。

由（6.2-6）式和（6.2-10）式可求得，V1和V2在谐波频率为nωo时的表示式：

（6.2-12）式与（6.2-9）式、（6.2-13）式与（6.2-11）式相比，n次谐波输出电压与基波输出电压之间关系为

由（6.2-14）式和（6.2-15）式可知，V2输出电压谐波分量是V1输出电压谐波分量的1/n倍，因而正弦信号的输出端为V2。对于三次谐波分量，在Q=10的条件下，V1输出电压的谐波分量为-39分贝，而V2输出电压的谐波分量为-48.6分贝。

2、开关电容正弦振荡器的改进形式

以上讨论了图6.2-3电路的工作原理，分析其正弦信号的输出幅度、频率和谐波分量。（6.2-8~11）式提供了该电路的设计公式。由（6.2-9）和（6.2-11）式可知，正弦信号的输出幅度取决于运放A3的输出限幅电平。为获得稳定的输出幅值，可由基准电压来代替。此外，图6.2-3电路往往由于运放电压失调等原因，出现停振现象，为克服这一缺点，引入保证起振的非限幅正反馈回路。经过上述改进后，其电路形式如图6.2-4所示。电路刚开始工作时，场效应管M1截止，C3与C3串联构成正反馈通路，以保证电路起振。若起振，运放A3将A1的输出电压V1进行限幅，使其成为方波，此电压经过反相器，分别得到和信号。和与二极管连接的增强型NMOS管M2、M3、M4和M5组成全波整流电路，将正电荷馈入M1栅极对地的寄生电容，使M1导通，切断的正反馈通路。由的作用，又通过直流参考电压、电容CH和输入电路开关，形成另一正反馈通路。电路振荡期间，与V1同相，与V1反相。对于V1>0，（高电乎），电容CH 显反相连接方式，若，CH在每个时钟周期间隔向电容馈送负电荷。使V1进一步升高。同样，对于V1<0，，CH呈同相连接方式，CH将向馈送正电荷，使V1进一步下降。显然，它是一个正反馈回路。此外，为负反馈回路，以限制振荡幅度。取样保持电路M6、C1为正反馈回路提供一个时钟周期的延时，以防止寄生振荡。由于采用基准电压，图6.2-4电路的输出信号幅值将十分稳定。以上分析可知，它与图6.2-3电路的工作原理没有什么区别。对于图6.23-3电路的各种关系式（（6.2-6）~（6.2-15）式）同样适用于图6.2-4电路。

如果中含有调制信号，那么图6.2-4振荡电路也能产生调幅正弦波。若改变图中的值，即可控制振荡频率，以实现频移键控（FSK）和可编程频率振荡等。

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